Préampli micro à ECC83

À l’ère des semi-conducteurs, on (re)voit de plus en plus de tubes dans les amplificateurs Hi-Fi ou ceux de guitare, derrière les microphones à condensateur les plus chers, mais aussi dans les appareils de studio (analogiques).

Nous décrivons ici un préamplificateur de microphone dont la couleur sonore ne manque pas de charme.

 

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Un préamplificateur de microphone doit élever l’amplitude de signaux très faibles tout en introduisant le moins de bruit possible. En principe, mettez-y un transistor, un amplificateur opérationnel ou un tube à vide, quelle différence ?

Le signal sera amplifié de toute façon, ce qui importe, c’est le rapport signal-bruit.

Mais si les parasites sont du même ordre ou supérieurs au signal utile, l’amplificateur sera surchargé. C’est pourquoi un amplificateur pour microphone doit apporter, par définition, le moins possible de ronflement, de bruit et de distorsion.

Toute imperfection du préampli se verra multipliée dans l’amplificateur qui suit.

C’est donc sur l’étage d’entrée que repose toute la responsabilité du résultat final.

Un transistor ou un tube à faible bruit ne suffit pas nécessairement à réaliser un amplificateur peu bruyant. Le souffle provient de l’agitation des électrons dans un conducteur quelconque.

La construction et l’utilisation de matériaux appropriés déterminent le bruit intrinsèque du composant.

Le souffle d’un étage d’entrée dépend du tube ou du transistor lui-même et d’une résistance interne de la source de signal, la résistance de bruit.

1Figure 1. Circuit de base pour la mesure du bruit.

Urges = ÷(Ur2 + Ureq2)
Ur2 = Ureq2
Urges = Ur◊ ÷2
Urges : Tension de bruit totale
Ur : Tension de bruit des tubes
Ureq : Tension de bruit de la résistance
Req : Tension équivalente de bruit

C T

Mesure du bruit :

La figure 1 vous présente un circuit de mesure capable de déterminer la résistance équivalente de bruit Req d’un tube ECC83.

Les grandeurs de Ra et de Rk sont classiques pour ce tube-là et n’ont en principe pas d’influence sur la mesure.

Au millivoltmètre, on commence par mesurer la tension de bruit Ur à l’anode, l’interrupteur S fermé.

On l’ouvre ensuite et l’on règle Req jusqu’à une augmentation d’un facteur radical 2 de la valeur. Reste à mesurer Req pour trouver la résistance équivalente de bruit du tube.

Voici ce qu’on peut déduire de la formule : si Req est plus petite que Rr, c’est le bruit du tube qui prédomine, si Req est plus grande que Rr, c’est la résistance de bruit qui l’emporte.

Si maintenant on remplace la triode par une pentode, le bruit de séparation du courant s’y ajoute. Dans une pentode, la cathode émet plus d’électrons que l’anode n’en reçoit.

Plus la grille-écran capte d’électrons, plus le bruit est intense. C’est pourquoi, dans de nombreux montages, on rencontre la pentode EF86, caractérisée par un bruit et une microphonie faibles, montée en triode.

On troque de la sorte un gain éventuellement plus élevé de la pentode en échange d’un facteur de bruit plus favorable.

Par construction, la triode possède encore un avantage sur la pentode, elle a plutôt tendance à engendrer une distorsion agréable de type k2, alors que la pentode produit des sons grinçants de type k3, parce que tout accroissement du courant cathodique se répartit différemment sur deux électrodes, à savoir l’anode et la grille-écran.

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Figure 2. Adaptation de microphone par transformateur.

Adaptation par transformateur :

Dans un schéma classique comme celui de la figure 2, le microphone est adapté au tube à l’aide d’un transformateur, lequel présente un rapport de transformation de 1 à 10 jusqu’à 1 à 30.

Un transformateur est capable d’élever presque sans bruit la tension d’entrée. Mais la capacité du circuit et celle du transformateur, spécialement quand le rapport de transformation est élevé, réduisent la fréquence limite supérieure et altèrent la linéarité ; en limiter l’influence est une démarche coûteuse lors de la fabrication du transformateur et de la construction du circuit.

Le tube à la figure 2 est en boucle ouverte, son gain dépend du rapport de transformation et de la raideur de la pente du tube. D’un tube à l’autre, vous changez le facteur d’amplification.

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Figure 3. Amplificateur opérationnel inverseur à tube.

Circuits à amplificateur opérationnel :

On peut s’imaginer le tube comme s’il s’agissait d’un amplificateur opérationnel, comme à la figure 3 et comparer les électrodes de la lampe aux bornes d’entrée plus et moins de l’amplificateur opérationnel.

Les condensateurs C1 à C3 servent à enlever la composante continue et n’ont en principe aucune d’influence.

On doit brancher au tube une résistance de fuite de grille R3, mais vu sa grandeur, l’influence sur le fonctionnement d’ensemble reste très minime.

Sur un tube, la cathode correspond à l’entrée non inverseuse de l’ampli op. Comme Rk est nécessaire pour fixer, en courant continu, le point de fonctionnement du tube, il faut la court-circuiter en alternatif par Ck, ce qui ramène cette « entrée » à la masse.

Nous avons ainsi construit un ampli op inverseur dont le gain (indépendamment de tout composant amplificateur) ne dépend que du rapport R2/R1.

Il faut cependant pour cela que le gain en boucle ouverte du composant soit considérablement plus grand que le rapport R2/R1.

La résistance d’entrée du circuit correspond à R1. Comme on ne peut pas rendre R2 aussi grande que l’on veut, et en même temps que la résistance de fuite de grille R3 ne peut non plus pas être choisie trop grande, l’obtention d’un haut facteur d’amplification impliquerait que R1 soit relativement petite, ce qui chargerait notablement la source de signal.

La résistance interne de la source constitue, avec R1 un diviseur de tension. La grille de commande, tout comme l’entrée inverseuse d’un amplificateur opérationnel, constitue une masse virtuelle.

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Figure 4. Amplificateur opérationnel non inverseur à tube.

Lorsqu’on modifie le montage de l’amplificateur opérationnel comme dans la figure 4, le gain dépend essentiellement du rapport RB/RA.

Avec R1 et R2, on dispose d’une plus grande liberté. Si l’on remplace à présent R1 et R2 par un transformateur, R1 sera la résistance de source du signal, R2 devient R1 ⋅ ü2.

Le montage correspondant, équipé d’un tube triode, garantit un amplificateur à gain élevé et bruit faible.

Mais cette configuration a l’inconvénient d’un gain de base limité.

5Figure 5. Amplificateur à convertisseur d’impédance.

Le circuit de la figure 5 représente une version améliorée. Elle utilise un tube supplémentaire : Va2 travaille en convertisseur d’impédance, puisqu’il est couplé par la résistance de cathode.

Les mêmes stipulations valent pour RA et RB comme dans la figure 4, puisque la résistance de cathode de Va1 n’est pas pontée, on n’obtient que peu de gain mais la rétroaction directe appliquée au système à tubes est favorable à la courbe de distorsion et la stabilité à long terme.

Plus le tube vieillit, moins la cathode est capable d’émettre des électrons.

Si dès le début il travaille avec peu d’amplification de système, le tube peut durer plus longtemps. Le manque de gain pénalise Va2.

Ici non plus, il n’y a pas de condensateur pour ponter la résistance de cathode, car la tension alternative sur la cathode est nécessaire pour la contre-réaction.

Sur RGK a lieu encore une fois une contre-réaction générale, qui force le système dans une relation définie, sans qu’il soit nécessaire d’utiliser des tubes sélectionnés.

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6b

Figure 6. Le circuit définitif du préamplificateur de micro avec le brochage du culot des deux tubes utilisés.

f filament de chauffage aI anode 1 aII anode II gI grille 1 gII grille 2 kI cathode 1 kII cathode 2 s écran fM point milieu du filament de chauffage (broches vues du bas)

Préamplificateur micro :

Vous trouverez à la figure 6 le schéma complet du montage, avec les valeurs de composants.

Le transformateur d’entrée B-11620, un des composants les plus importants pour cette application, est bobiné pour un rapport de transformation de 1 à 8+8.

Il est ici câblé en 1 à 16, un bon compromis entre hauteur de signal et rapport signal-bruit. De plus, ce transformateur pourra servir à d’autres applications, de manière à répartir le prix d’achat sur plusieurs montages.

Il peut fonctionner avec un niveau d’entrée voisin de 800 mVeff à 40 Hz, ce qui ne veut pas dire que le préamplificateur puisse supporter pareil niveau d’entrée.

Le niveau d’entrée maximal dépend des possibilités de la configuration d’ensemble.

Le transformateur est totalement blindé de mu-métal, pour que le moins possible de parasites ne soient fortement amplifiés par l’étage amplificateur suivant. Les composants du montage sont calculés pour rendre possibles des facteurs d’amplification compris entre de l’ordre de 25 dB et 60 dB environ, en haute qualité.

Le gain dépend essentiellement de R6 et R15. Les 25 dB représentent déjà l’élévation due au seul transformateur.

Avec R6, on peut par exemple fixer le gain minimum. On peut aussi remplacer R15 par un pont de câblage, un commutateur à plots avec des réglages fixes de dB ou un potentiomètre.

Naturellement, il faut veiller à ce qu’ils soient de la meilleure qualité, les contacts du commutateur doivent être revêtus d‘or véritable et commuter sans perte de contact, sous peine de produire des craquements.

Les condensateurs de couplage C4 et C5 portent un repère particulier sur le schéma.

Ce marquage signale sur le corps du condensateur le côté non critique du montage. De nombreux condensateurs à film sont ainsi repérés pour faire en sorte que le condensateur se protège lui-même d’un écran et diminue la vulnérabilité du montage aux parasites.

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Figure 7. Dessin de la platine à ECC83.

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Sur la platine, dont le dessin est reproduit à la figure 7, la possibilité existe de brancher, par ponts de câblage, le transformateur en 1 à 16 ou 1 à 8. En outre, on peut y enficher d’autres types de tubes, du même brochage, comme les ECC81, ECC82 ou des doubles triodes similaires.

On ne peut cependant pas assumer que les valeurs des composants pourront encore correspondre à l’identique à celles indiquées. Il faut absolument tenir compte de la déviation du point de fonctionnement en continu avec tout autre type.

Les composants R3, C1 et C9 servent, en corrélation avec l’amplificateur, à amortir la position de la résonance du transformateur, de manière à rendre la caractéristique spectrale de l’amplificateur la plus linéaire possible.

Il est permis de modifier les valeurs indiquées si les circonstances l’exigent. Le montage complet, avec les valeurs indiquées, présente, dans la caractéristique de fréquence, une légère bosse de quelque 0,8 dB à 17,7 kHz.

Si l’on veut introduire un amortissement plus grand, on doit accepter une chute plus précoce aux hautes fréquences.

La résistance R1 assure un réel bouclage du transformateur. La grille du tube présente une résistance tellement élevée que le transformateur, côté secondaire, travaille pratiquement sans charge.

Cela peut de nouveau provoquer une non linéarité de la caractéristique spectrale. C’est pourquoi un réel bouclage est toujours avantageux.

Alimentation secteur de qualité :

Pour la qualité d’ensemble du circuit, il faut aussi se monter très exigeant sur l’alimentation.

Le circuit ne donne de bons résultats que s’il est inséré dans un boîtier métallique intégralement blindé.

Le chauffage du tube s’effectue en tension continue de 12,6 V. La haute tension doit être bien filtrée. Des circuits convenables ont déjà été présentés dans la série « Tube-preamp ».

Les diodes zener D1 à D3 doivent être installées si plusieurs préamplificateurs sont alimentés par une seule source de courant ou si l’alimentation secteur se résume à un filtrage passif à cellules RC.

La tension d’alimentation doit se situer aux alentours de 350 V.

Une alimentation stabilisée présente l’avantage que le tube fonctionne dans des conditions définies, du fait que l’amplification d’une triode dépend plus ou moins de la tension d’alimentation.

Attention, et c’est important : le pôle négatif de la tension de chauffage doit être relié au pôle négatif de la haute tension.

Dans le choix des tubes, on fera attention à certains détails. Les résultats de mesures publiés ont été observés avec une ECC83S, un hybride entre l’ECC83 et la version militaire E83CC.

Les valeurs de bruit d’une ECC83S sont nettement plus favorables que celles de l’ECC83 standard, ce type est donc clairement préférable.

L’ECC83 existe aussi sous différentes immatriculations américaines, telle que 12AX7, qui correspond exactement à l’ECC83 standard.

Les 12AX7A et 12AX7WA sont des versions à tolérances plus étroites, à plus faibles bruit et microphonie.

La 7025 est une version à plus longue durée de vie. On peut toujours utiliser l’E83CC et les équivalents américains 6681, 6057 et 5751.

Ils sont nettement plus chers, mais l’avantage est une plus faible microphonie et une plus grande durabilité.

Par microphonie, on entend la tendance aux vibrations mécaniques, principalement celles de la grille du tube, qui conduit l’installation d’amplification à produire des bruissements indésirables, voire des sifflements.

Pour un bon amplificateur de microphone, on ne lésinera donc pas sur ce poste-là. L’amplificateur ne sera pas non plus installé sous le même boîtier que l’alimentation secteur.

Les inductions électromagnétiques ainsi que les ronflements du transformateur se feraient malencontreusement remarquer.

Le cas échéant, la platine devra être montée sur des amortisseurs souples en caoutchouc, par exemple.

Le circuit est conçu de manière telle que des tubes sélectionnés ne soient pas absolument indispensables.

Il existe encore un autre choix possible.

Le tube ECC808 a été développé pour répondre aux déficiences de l’ECC83 standard. Du point de vue électrique, les deux tubes sont pareils, mais l’ECC808 est trois fois meilleur concernant le bruit, il est moins sensible au bourdonnement et surtout à la microphonie.

Sa caractéristique de bruit correspond à peu près à celle de l’ECC83S. Il est en outre équipé d’un rideau métallique qui fait écran entre les deux systèmes, mais pour l’application envisagée, il ne jouerait qu’un rôle secondaire.

Les électrodes sont aussi disposées différemment, la grille de commande est plus éloignée de l’anode et du chauffage.

Par conséquent, on ne peut pas simplement remplacer l’ECC83 par l’ECC808.

C’est pourquoi une deuxième platine a été dessinée, elle se trouve à la figure 8. Les valeurs restent exactement les mêmes, seul le chauffage, au lieu de 12,6 V/0,15 A pour l’ECC83, doit passer à 6,3 V/0,34 A continu pour l’ECC808.

L’ECC808 n’est malheureusement pas bon marché, vu sa rareté actuellement, mais constitue une variante intéressante.

Le prix se justifie, dans un bon étage préamplificateur pour microphone.

 8Figure 8. Dessin de la platine à ECC808.

Liste des composants :

Résistances :
(0W7, à film métal, tolérance de 1% sauf mention contraire)
R1,R7,R9 = 1 MΩ
R2 = 10 kΩ
R3 = 180 kΩ
R4,R8,R10 =1kΩ5
R5,R8 =10 kΩ
R6 =100 Ω
R11 = 470 kΩ/2 W oxyde métallique 2%
R12,13 = 220 kΩ/2 W oxyde métallique 2%
R14 =4kΩ7
R15 = cf. texte et tableau 2

Condensateurs :
C1 = 680 pF céramique
C2,C3 = uniquement en cas de tendances à l’entrée en oscillation et de parasites HF (entre 10 et 47 pF)
C4,5 = 220 nF/630 V MKS4, RM 22.5
C6,7 = 10 μF/450 V RM 5
C8 = 100 μF/40 V RM 5
C9 = 100 pF céramique

Semi-conducteurs :
D1 à D3 = diode zener 110 V/1W3

Divers :
Tr1 = E-11620
Va1 = ECC83S, E83CC, ECC808 (cf. texte)
1 support pour tube encastrable céramique

C T

TEM

Interprétation des mesures :

Il nous faut encore interpréter brièvement les résultats de mesure sur l’amplificateur consignés dans le tableau 1.

Le gain en boucle ouverte, donc sans R15, se monte à quelque 68 dB. Si l’on admet un gain maximum de 60 dB, il subsiste 8 dB pour la rétroaction, ce qui n’est pas beaucoup.

Les tubes ne peuvent offrir un gain de boucle ouverte comparable à un amplificateur opérationnel. Mieux vaut donc se cantonner dans une fourchette de gain entre 30 dB et 50 dB, parce qu’elle favorise le facteur de bruit et la caractéristique de fréquence.

Les mesures de distorsion sont relatives à 1 kHz et 80 Hz.

Comme on le voit, la distorsion s’accroît dans le médium, composée principalement d’harmoniques impairs.

C’est l’influence du transformateur qui s’y manifeste.

Les transformateurs produisent surtout ce genre de distorsion. Les harmoniques pairs sont causés par les tubes. La composante
K2 de la distorsion paraît plus agréable, elle est caractéristique du timbre du tube.

Si la distorsion s’élève aux basses fréquences, ce n’est pas trop grave, puisque l’oreille est relativement peu sensible dans ce domaine. On peut ajouter, au vu des mesures de distorsion, que le bruit total aux alentours de 1 kHz est plus haut que la moyenne.

Là, c’est le souffle de l’amplificateur qui prédomine. Dans ce cas-ci, il n’est pas possible de faire la distinction entre bruit et distorsion, du fait que les mesures au-dessus de 1 kHz ont été effectuées à large bande.

Les valeurs de bruit s’entendent comme valeurs de tension absolue en sortie de l’amplificateur.

Les valeurs de bruit relatives à l’entrée ont été réalisées en considérant un amplificateur exempt de bruit, à l’entrée duquel on branche une source de bruit réglée à un certain niveau.

Trois valeurs sont reprises (20 Hz à 20 kHz, pondération A et CCIR-468).

Le filtre CCIR-468 s’utilise en technique de studio.

Au lieu de valeurs de bruit efficaces, on mesure à l’aide d’un redresseur à valeur de crête et l’on utilise un filtre à caractéristique
comparable au filtre A, mais dans lequel on attribue un poids plus considérable à la part de bruit situé entre 1 kHz et 12 kHz.

C’est pourquoi les résultats selon cette méthode sont les plus mauvais. Pour pouvoir apprécier convenablement l’amplificateur, il faut interpréter correctement les mesures.

Si l’on branche à l’appareil de mesure une résistance à couche métallique de 200 W, on mesure avec le filtre CCIR-468 un niveau de –118 dBm.

Un microphone dynamique d’une impédance de source de 200 W produit un bruit de –118 dBm. Si maintenant nous considérons notre amplificateur comme exempt de bruit et que nous déduisons son gain du niveau mesuré en sortie, nous arrivons à –117,8 dBm (avec filtre de pondération CCIR-468).

Ainsi, l’amplificateur s’écarte de seulement 0,2 dB de la limite physique (0 dBm = 775 mV, la norme de niveau de studio).

Il faut encore analyser un point important, à savoir la tension maximale d’entrée. Il faut tenir compte de l’élévation du niveau d’un facteur 16 dû au transformateur d’entrée.

Donc si l’on dispose d’un niveau d’entrée de 10 mV, on trouve déjà 160 mV sur la grille du premier tube. Comme la polarisation de grille se chiffre seulement à –1,2 V, la partie courbe de la caractéristique du tube est vite atteinte.

Le niveau maximum d’entrée pour 1 % de distorsion dépend du gain, comme en rend compte le tableau 2.

Il ne semble pas que 85 mV à un gain de 50 dB soit particulièrement haut. Un microphone dynamique fournit un niveau théorique de
2 mV.

Si maintenant l’amplificateur supporte 85 mV, on dispose encore d’une réserve d’admissibilité d’au moins 18 dB.

S’il fallait utiliser aussi cet amplificateur pour des niveaux d’entrée plus élevés, il faudrait passer au préalable par un atténuateur, comme à la figure 9.

Avec les valeurs mentionnées, l’atténuation se situe aux alentours de 30 dB. Si l’on veut l’ajuster avec précision ou la modifier, on peut
agir sur la résistance de 270 W. Illustré également, le moyen de réaliser une alimentation fantôme de 48 V.

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2 commentaires à propos de “Préampli micro à ECC83”

  1. Bjr je suis interessé par la realisation de ce preampli , ou trouver le transfo d entrée ( e.11620 ), si vous avez des info , je suis preneur
    Salutation !!!

    • Bonjour,

      Il y a une possibilité de production ou de stock chez LinTech Components (online).
      Sinon les spéc. sont disponibles.

      Cordialement.

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